eng
Содержание
Содержание
Предисловие ..............................................................................................5
Условные обозначения ...............................................................................6
Глава 1. Усилители мощности гармонических колебаний .....................7
1.1.
Основные режимы работы и схемы усилителей
мощности ......................................................................................7
1.2.
Сравнительный анализ энергетических характеристик ...........15
1.3.
Пути расширения диапазона рабочих частот
высокоэффективных усилителей мощности .............................22
Литература к главе 1 ..........................................................................24
Глава 2. Усилители мощности класса F .................................................28
2.1.
Усилитель мощности с параллельной формирующей
линией .........................................................................................28
2.1.1.
Идеализированная схема усилителя мощности
с параллельной формирующей линией.............................28
2.1.2.
Общие соотношения для токов и напряжений ................31
2.1.3.
Принцип работы и энергетические характеристики
на низких частотах .............................................................34
2.1.4.
Модель УМФЛ на высоких частотах ................................37
2.1.5.
Энергетические характеристики УМФЛ на высоких
частотах ..............................................................................42
2.1.6.
Зависимость энергетических характеристик от угла
отсечки ...............................................................................47
2.2.
Высокочастотная модификация усилителя мощности
класса F с формирующей линией ..............................................54
2.2.1.
Основная идея и исходная модель ....................................54
2.2.2.
Энергетические характеристики ......................................55
2.2.3.
Влияние угла отсечки ........................................................59
2.2.4.
Диапазонные характеристики ..........................................60
2.3.
Полигармонические усилители мощности класса F ................61
2.3.1.
Исходная модель полигармонического усилителя
мощности ...........................................................................61
2.3.2.
Энергетические характеристики ......................................64
2.3.3.
Влияние угла отсечки на энергетические
характеристики ..................................................................69
2.3.4.
Диапазонные характеристики полигармонического
усилителя мощности ..........................................................71
2.3.5.
Нагрузочные характеристики полигармонического
УМ с каноническими формирующими цепями ...............75
Литература к главе 2 ..........................................................................77
Глава 3. Усилители мощности инверсного класса F .............................80
3.1.
Усилитель мощности инверсного класса F с формирующей
линией .........................................................................................80
3.1.1.
Идеализированная модель на низких частотах ................80
3.1.2.
Энергетические характеристики на высоких
частотах ..............................................................................82
3.1.3.
Высокочастотная модификация усилителя мощности
инверсного класса F с формирующей линией ..................86
3.2.
Полигармонический усилитель мощности с высоким
импедансом нагрузки на 2-й гармонике ....................................93
3.2.1.
Исходная модель ...............................................................94
3.2.2.
Энергетические характеристики ......................................95
3.2.3.
Влияние угла отсечки ........................................................98
3.2.4.
Влияние реактивной расстройки ......................................98
3.2.5.
Диапазонные свойства ....................................................100
Литература к главе 3 ........................................................................102
Глава 4. Вопросы проектирования полигармонических
усилителей мощности класса F и инверсного класса F ......................104
4.1.
Особенности согласующих цепей нелинейных
усилителей мощности ...............................................................104
4.2.
Выходные цепи широкополосных полигармонических
усилителей мощности ............................................................... 110
4.3.
Выбор структуры формирующей цепи широкополосного
полигармонического УМ класса F ........................................... 113
4.4.
Фильтрующе-согласующие цепи полигармонических УМ ...... 116
4.5.
Методика расчета выходной цепи широкополосного
полигармонического УМ класса F ...........................................123
4.6.
Пример расчета выходной цепи широкополосного
полигармонического УМ класса F ...........................................128
4.7.
Проектирование выходной цепи узкополосного
полигармонического усилителя мощности с высоким
импедансом нагрузки на 2-й гармонике ..................................133
Литература к главе 4 ........................................................................146
Светлой памяти Б.Е. Петрова посвящается
Предисловие
Настоящая работа посвящена рассмотрению теоретических и практи-
ческих вопросов создания высокоэффективных усилителей мощности
(УМ) класса F и инверсного класса F (во многих литературных источни-
ках инверсный класс F обозначают как класс F–1). Такие УМ способны
работать с высоким КПД до частот, составляющих единицы гигагерц, и
могут применяться в радиопередатчиках систем связи, радиолокации,
радионавигации, в устройствах накачки лазеров и пр.
Применение УМ названных классов ведет к уменьшению тепловы-
деления, что способствует улучшению массогабаритных характеристик
аппаратуры и решению проблемы обеспечения надежности.
Среди многих авторитетных ученых и специалистов, связанных с со-
зданием радиопередатчиков, подчас существует мнение, что разработка
оконечных каскадов радиопередатчиков, работающих в высокоэффек-
тивных режимах, отличается повышенной сложностью и является неким
«экзотическим действием». Согласно их убеждению по этой причине вы-
сокоэффективные УМ не нашли такого широкого распространения, как
традиционные УМ классов AB, B и C. В настоящей работе показывается,
что схемотехника УМ класса F и класса F–1 не отличается повышенной
сложностью, при этом расчет таких УМ возможен по относительно про-
стым и доступным методикам.
Монография базируется как на известных материалах, опубликован-
ных в отечественных и зарубежных изданиях, так и на оригинальных
результатах, полученных самими авторами. В настоящее время при про-
ектировании УМ класса F и класса F–1 приходится обращаться к множе-
ству разнообразных публикаций в периодических изданиях. Настоящая
работа представляет собой попытку систематизированного изложения как
результатов теоретических исследований, так и вопросов проектирования
узкополосных и относительно широкополосных УМ названных классов.
Глава 1 книги написана В.В. Вороновичем, В.П. Галахом, В.А. Кузьми-
ным, А.Ю. Потаповым; в главе 2 раздел 2.1 написан В.В. Вороновичем,
раздел 2.2 – В.В. Вороновичем совместно с А.Ю. Потаповым, раздел 2.3
написан В.П. Галахом; в главе 3 раздел 3.1 написан В.В. Вороновичем,
а раздел 3.2 – В.А. Кузьминым; глава 4 написана В.В. Вороновичем и
А.Ю. Потаповым (кроме раздела 4.7, который написан В.А. Кузьминым).
Авторы выражают благодарность Г.А. Бакшеевой и Г.М. Логинову за
большую работу по подготовке рукописи к опубликованию.
Условные обозначения
Bн′ – реактивная часть проводимости нагрузки;
Свых – выходная емкость активного элемента;
E – напряжение питания;
f – частота радиосигнала;
iл – мгновенное значение тока в линии;
iк – мгновенное значение тока выходного электрода активного эле-
мента (например, мгновенное значение тока коллектора биполярного
транзистора или мгновенное значение стокового тока полевого тран-
зистора);
iк макс – максимальное значение тока выходного электрода активного
элемента;
I0 – постоянная составляющая тока активного элемента;
Lвых – индуктивность выходного электрода активного элемента;
l – длина отрезка линии;
nт – коэффициент трансформации;
Р1 – мощность 1-й гармоники;
Р0 – подводимая мощность;
р – оператор Лапласа;
q – добротность активного элемента;
qб – неравновесный заряд в базе;
Rн – сопротивление нагрузки;
Zн′ – комплексное сопротивление нагрузки на выходных зажимах
активного элемента;
Rн′ – активная часть сопротивления нагрузки на выходных зажимах
активного элемента;
rнас – сопротивление насыщения активного элемента;
Γ – коэффициент отражения;
η – КПД по 1-й гармонике;
ηэ – электронный КПД;
θ – угол отсечки;
λ – длин волны в линии;
ρ – волновое сопротивление в линии;
ω – круговая частота;
ϕ – фаза;
Πi – пик-фактор тока;
Πu – пик-фактор напряжения
ГЛАВА 1
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
1.1. Основные режимы работы и схемы
усилителей мощности
Усилитель мощности предназначен для усиления мощности электри-
ческих колебаний, подаваемых на его вход, путем преобразования
энергии постоянного тока источника питания в энергию синусоидаль-
ного сигнала. Элементы, преобразующие энергию постоянного тока
в энергию синусоидального сигнала, называются активными элемента-
ми (АЭ). Несмотря на то что в качестве активного элемента усилителя
мощности могут использоваться различные приборы, в данной работе
анализ приводится применительно к транзисторам – биполярным и
полевым, использование которых в настоящее время наиболее рас-
пространено. Согласно систематизированной классификации, пред-
ложенной в [1.1], режим работы УМ определяется формой колебаний
тока и напряжения на коллекторе/стоке АЭ. В дальнейшем мгновенное
значение тока выходного электрода АЭ будем обозначать как iк, а на-
пряжение между выходным электродом и общей шиной − uк. Основные
режимы, обладающие присущими им отличительными свойствами,
выделены в отдельные классы, получившие названия А, АВ, В, С, D, E,
F, F–1 и др.
Рассмотрим подробнее режимы работы усилителей мощности.
Для режима класса А [1.1, 1.7] рабочая точка, определяемая током
покоя, должна быть выбрана из условия нахождения транзистора в ак-
тивном режиме в течение всего периода ВЧ колебаний, что соответствует
углу отсечки 180°. Усилитель класса А обладает высокой линейностью
и большим коэффициентом усиления. Однако из-за низкого значения
КПД усилитель класса А в основном используется как маломощный
предварительный усилитель. Режимы классов АВ, В и С реализуются
в единой схеме, изображенной на рис. 1.1а. На этом рисунке введены
обозначения: E – напряжение питания, I0 – постоянная составляющая
тока активного элемента.
Благодаря высокой добротности выходной цепи напряжение на вы-
ходе активного элемента в таких режимах имеет гармоническую форму
(рис. 1.1б). При этом активный элемент работает с отсечкой тока. Угол
отсечки тока θ, соответственно, равен: для класса AB θ = (90–180)°
(рис. 1.1в), для класса B θ = 90° (рис. 1.1г) и для класса C θ < 90° (рис. 1.1д)
[1.1–1.3]. Широкое применение таких режимов в УМ обусловлено
возможностью получения значительной выходной мощности при
сравнительно высоком КПД, отсутствием принципиальных частотных
ограничений, простотой расчета, изготовления и регулировки. Выбор
того или иного из этих режимов связан с тем, что при уменьшении угла
отсечки КПД увеличивается, а выходная мощность и коэффициент
усиления падает. Поэтому на практике режимы с углом отсечки менее 60° используются редко. В результате выбор угла отсечки должен быть
компромиссом между КПД, мощностью и коэффициентом усиления.
Режимы классов D, E, F, F–1 относятся к высокоэффективным. Форма
напряжения на выходе активного элемента в таких режимах отличается от
гармонической, вследствие чего при угле отсечки, близком к 90°, удается
значительно уменьшить потери мощности на активном элементе. Как
известно, среднее значение мощности потерь, рассеиваемой за период
колебаний, равно
В случае, если АЭ работает в ключевом режиме с нахождением
в части периода в состоянии отсечки (при минимальном протекающем
токе), а в другой части периода – в насыщении (при минимальном на-
пряжении), то потери на нем минимальны и электронный КПД стре-
мится к 100%.
В режиме класса D ключевые УМ имеют прямоугольную форму то-
ка и напряжения на выходе активного элемента [1.1], поэтому потери
мощности на АЭ малы. Однако вследствие того, что сдвиг фаз между
токами и напряжениями высших гармоник в таком режиме равен ну-
лю, на высших гармониках рассеивается значительная мощность, со-
ставляющая (при угле отсечки 90°) 18,8% от всей выходной мощности.
Поэтому КПД по 1-й гармонике в данном случае не превышает 81,2%.
Режим класса D может быть реализован, например, в однотактном
ключевом усилителе мощности с резистивной нагрузкой [1.4–1.6].
Схема усилителя класса D показана на рис. 1.2а. В этой схеме цепь на-
грузки состоит из двух фильтров – фильтра низких частот (ФНЧ) или
полосового, пропускающего 1-ю гармонику в основную нагрузку Rн, и
фильтра высоких частот (ФВЧ), отводящего высшие гармоники в бал-
ластную нагрузку RБ. Вследствие активного характера сопротивления
цепи нагрузки на всех гармониках при достаточно большой амплитуде
входного сигнала напряжение uк(t) и ток транзистора iк(t) имеют форму
меандра, как показано на рис. 1.2б.
В усилителях мощности класса D включение транзисторов проис-
ходит при ненулевом напряжении на них, и из-за перезаряда выходных
емкостей транзисторов возникают коммутативные потери, величина
которых пропорциональна рабочей частоте. Анализ динамических ха-
рактеристик современных транзисторов показывает, что реализация клю-
чевого режима класса D ограничена относительно низкими частотами.
К недостаткам УМ класса D помимо усложненной выходной цепи и
значительной мощности, рассеиваемой в балластном сопротивлении,
можно отнести низкий коэффициент усиления при гармонической фор-
ме входного сигнала. Это обусловлено тем, что близкий к прямоуголь-
ному импульс тока можно получить только за счет увеличения области
насыщения. Последнее возможно только при значительном увеличении
амплитуды входного сигнала.
Более высокочастотными свойствами обладают усилители класса Е,
в которых при определенной форме выходного сигнала удается избежать
коммутативных потерь. Чтобы исключить потери мощности в момент
включения активного элемента τв, значения элементов выходной цепи
подбираются таким образом, чтобы выполнялись условия [1.4; 1.7; 1.8]:
uк(τв) = 0;
duк(τв)/dt = 0. (1.1)
Режим класса Е реализуется, например, в однотактных ключевых
усилителях мощности с последовательным формирующим контуром
(ФК) и параллельным ФК, схемы которых изображены на рис.1.3а и 1.3б
соответственно.
Для выполнения условий (1.1) в цепь нагрузки на основной частоте
вводится реактивная расстройка. Необходимый для достижения мак-
симального КПД фазовый угол расстройки может составлять 35°…45°
[1.4; 1.9; 1.10]. Такая значительная расстройка нагрузки на основной
частоте уменьшает на 2…4 дБ коэффициент усиления УМ по сравнению
с усилителем класса В. Импеданс нагрузки на высших гармониках при
этом носит чисто реактивный емкостной характер. Вследствие этого
фазовый сдвиг между гармониками тока и напряжения составляет 90° и
мощность на них не рассеивается [1.3]. КПД по 1-й гармонике усилителя
мощности класса Е равен электронному КПД и близок к 100%.
Формы напряжения и тока в усилителях мощности с формирующим
контуром почти одинаковы и показаны на рис.1.3в. Их характерной осо-
бенностью является повышенное значение пик-фактора коллекторного
напряжения Πu = uк макс /E и коллекторного тока Πi = iк макс/I0. Вследствие
этого, при полном использовании транзистора по напряжению прихо-
дится снижать напряжение питания усилителя, что приводит к умень-
шению выходной мощности.
С увеличением рабочей частоты для поддержания оптимального ре-
жима в соответствии с условиями (1.1) при неизменных напряжении питания и выходной мощности приходится уменьшать значения элементов
формирующего контура. Рабочая частота усилителя мощности класса Е
достигает максимального значения, если в качестве емкости формирую-
щего контура используется выходная емкость активного элемента. В этом
случае, для реализации ключевого режима класса Е нагруженная доброт-
ность активного элемента q = ωСвыхRн ограничена неравенством [1.4]:
q < 2,4, (1.2)
где ω – рабочая частота; Свых – выходная емкость активного элемента; Rн′ –
сопротивление нагрузки на рабочей частоте, подключенное к выходу АЭ.
При использовании современной элементной базы режим класса Е
может быть реализован вплоть до частот, составляющих единицы гига-
герц [1.11; 1.12].
Режим класса F характеризуется прямоугольными формами напря-
жения и полукосинусоидальными формами тока на выходе активного
элемента. Для дуального ему класса F–1 характерны полукосинусоидаль-
ная форма напряжения и прямоугольная форма тока [1.1]. Такие формы
тока и напряжения позволяют минимизировать потери мощности на
активном элементе. При угле отсечки, равном 90°, содержащиеся в токе
высшие гармоники отсутствуют в напряжении, и рассеивание мощности
на этих гармониках в отличие от класса D не происходит. В связи с этим
КПД усилителя мощности по 1-й гармонике η равен электронному КПД
ηэ и стремится к 100%.
Режим класса F и режим класса F–1 можно реализовать в двухтакт-
ных инверторах с фильтровой нагрузкой: последовательном (рис. 1.4) и
параллельном (рис. 1.5).
Несмотря на то что исследованию двухтактных инверторов посвя-
щено большое количество работ [1.4; 1.6; 1.13–1.16] и существует много
вариантов построения таких схем, различающихся типом и способом
включения транзисторов, числом источников питания и конструкцией
фильтров, все они могут быть сведены к приведенным двум [1.4].
Основной недостаток двухтактных ключевых усилителей мощности
связан с тем, что при практической реализации трудно обеспечить дли-
тельность включенного состояния каждого из транзисторов, равную
половине периода колебаний. Из-за этого возникают такие промежут-
ки времени, когда транзисторы одновременно открыты или закрыты,
что приводит либо к выбросам выходного напряжения и лавинному
пробою, либо возникновению сквозных токов существенно снижаю-
щих КПД усилителя мощности, ухудшающих тепловой режим тран-
зисторов и в результате ведущих к тепловому пробою транзисторов.
Так же как и для УМ класса Е, недостатком двухтактных усилителей
мощности является критичность к амплитуде входного сигнала. Для
двухтактного инвертора с последовательным контуром, включение транзисторов в котором происходит при напряжениях равных напряжению
питания (рис. 1.4б), характерен рост коммутативных потерь при повы-
шении рабочей частоты. В схеме инвертора с параллельным контуром
транзисторы включаются при нулевом напряжении на них (рис. 1.5б) и
коммутативных потерь нет. Однако выходные емкости приводят к от-
клонению формы импульсов выходного тока от меандра, росту его пик-
фактора и увеличению потерь на активных участках работы.
Указанные недостатки в некоторой степени устранены в однотактных
инверторах, в которых при определенных условиях могут быть реализова-
ны такие же формы выходных колебаний, как и в двухтактных инверторах
с фильтровой нагрузкой. Эти условия состоят в необходимости обеспе-
чения малого (в идеале нулевого) значения импеданса цепи нагрузки
транзистора на четных гармониках рабочей частоты и высокого (в идеале
бесконечного) значения – на нечетных гармониках. Для получения им-
педанса нагрузки с такими характеристиками Рааб (F.H. Raab) предложил
использовать четвертьволновой отрезок линии передачи [1.17], включен-
ный между выходом транзистора и сопротивлением нагрузки. При этом
по высшим гармоникам четвертьволновой отрезок закорочен емкостью
конденсатора фильтрующего параллельного контура (рис. 1.6б). Анало-
гичный режим работы транзистора реализуется также при подключении
четвертьволнового отрезка линии параллельно транзистору согласно
схеме (рис. 1.6б), исследованной в работах [1.18; 1.19].
В работе [1.20] рассмотрен однотактный аналог двухтактного ин-
вертора с параллельной нагрузкой, в которой реализуется инверсный
класс F–1. Его схема представлена на рис.1.7 и, в отличие от схемы Рааба,
четвертьволновой отрезок линии передачи подключен к нагрузке через
последовательный контур. В этом случае четвертьволновый отрезок
линии оказывается разомкнутым со стороны нагрузки на высших гар-
мониках рабочей частоты и обеспечивает на выходе транзистора высокое
значение импеданса на четных гармониках и низкое − на нечетных.
Подробная история создания и развития усилительной техники клас-
са F и класса F–1 описана в [1.38].
Предисловие
Настоящая работа посвящена рассмотрению теоретических и практи-
ческих вопросов создания высокоэффективных усилителей мощности
(УМ) класса F и инверсного класса F (во многих литературных источни-
ках инверсный класс F обозначают как класс F–1). Такие УМ способны
работать с высоким КПД до частот, составляющих единицы гигагерц, и
могут применяться в радиопередатчиках систем связи, радиолокации,
радионавигации, в устройствах накачки лазеров и пр.
Применение УМ названных классов ведет к уменьшению тепловы-
деления, что способствует улучшению массогабаритных характеристик
аппаратуры и решению проблемы обеспечения надежности.
Среди многих авторитетных ученых и специалистов, связанных с со-
зданием радиопередатчиков, подчас существует мнение, что разработка
оконечных каскадов радиопередатчиков, работающих в высокоэффек-
тивных режимах, отличается повышенной сложностью и является неким
«экзотическим действием». Согласно их убеждению по этой причине вы-
сокоэффективные УМ не нашли такого широкого распространения, как
традиционные УМ классов AB, B и C. В настоящей работе показывается,
что схемотехника УМ класса F и класса F–1 не отличается повышенной
сложностью, при этом расчет таких УМ возможен по относительно про-
стым и доступным методикам.
Монография базируется как на известных материалах, опубликован-
ных в отечественных и зарубежных изданиях, так и на оригинальных
результатах, полученных самими авторами. В настоящее время при про-
ектировании УМ класса F и класса F–1 приходится обращаться к множе-
ству разнообразных публикаций в периодических изданиях. Настоящая
работа представляет собой попытку систематизированного изложения как
результатов теоретических исследований, так и вопросов проектирования
узкополосных и относительно широкополосных УМ названных классов.
Глава 1 книги написана В.В. Вороновичем, В.П. Галахом, В.А. Кузьми-
ным, А.Ю. Потаповым; в главе 2 раздел 2.1 написан В.В. Вороновичем,
раздел 2.2 – В.В. Вороновичем совместно с А.Ю. Потаповым, раздел 2.3
написан В.П. Галахом; в главе 3 раздел 3.1 написан В.В. Вороновичем,
а раздел 3.2 – В.А. Кузьминым; глава 4 написана В.В. Вороновичем и
А.Ю. Потаповым (кроме раздела 4.7, который написан В.А. Кузьминым).
Авторы выражают благодарность Г.А. Бакшеевой и Г.М. Логинову за
большую работу по подготовке рукописи к опубликованию.
Условные обозначения
Bн′ – реактивная часть проводимости нагрузки;
Свых – выходная емкость активного элемента;
E – напряжение питания;
f – частота радиосигнала;
iл – мгновенное значение тока в линии;
iк – мгновенное значение тока выходного электрода активного эле-
мента (например, мгновенное значение тока коллектора биполярного
транзистора или мгновенное значение стокового тока полевого тран-
зистора);
iк макс – максимальное значение тока выходного электрода активного
элемента;
I0 – постоянная составляющая тока активного элемента;
Lвых – индуктивность выходного электрода активного элемента;
l – длина отрезка линии;
nт – коэффициент трансформации;
Р1 – мощность 1-й гармоники;
Р0 – подводимая мощность;
р – оператор Лапласа;
q – добротность активного элемента;
qб – неравновесный заряд в базе;
Rн – сопротивление нагрузки;
Zн′ – комплексное сопротивление нагрузки на выходных зажимах
активного элемента;
Rн′ – активная часть сопротивления нагрузки на выходных зажимах
активного элемента;
rнас – сопротивление насыщения активного элемента;
Γ – коэффициент отражения;
η – КПД по 1-й гармонике;
ηэ – электронный КПД;
θ – угол отсечки;
λ – длин волны в линии;
ρ – волновое сопротивление в линии;
ω – круговая частота;
ϕ – фаза;
Πi – пик-фактор тока;
Πu – пик-фактор напряжения
ГЛАВА 1
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
1.1. Основные режимы работы и схемы
усилителей мощности
Усилитель мощности предназначен для усиления мощности электри-
ческих колебаний, подаваемых на его вход, путем преобразования
энергии постоянного тока источника питания в энергию синусоидаль-
ного сигнала. Элементы, преобразующие энергию постоянного тока
в энергию синусоидального сигнала, называются активными элемента-
ми (АЭ). Несмотря на то что в качестве активного элемента усилителя
мощности могут использоваться различные приборы, в данной работе
анализ приводится применительно к транзисторам – биполярным и
полевым, использование которых в настоящее время наиболее рас-
пространено. Согласно систематизированной классификации, пред-
ложенной в [1.1], режим работы УМ определяется формой колебаний
тока и напряжения на коллекторе/стоке АЭ. В дальнейшем мгновенное
значение тока выходного электрода АЭ будем обозначать как iк, а на-
пряжение между выходным электродом и общей шиной − uк. Основные
режимы, обладающие присущими им отличительными свойствами,
выделены в отдельные классы, получившие названия А, АВ, В, С, D, E,
F, F–1 и др.
Рассмотрим подробнее режимы работы усилителей мощности.
Для режима класса А [1.1, 1.7] рабочая точка, определяемая током
покоя, должна быть выбрана из условия нахождения транзистора в ак-
тивном режиме в течение всего периода ВЧ колебаний, что соответствует
углу отсечки 180°. Усилитель класса А обладает высокой линейностью
и большим коэффициентом усиления. Однако из-за низкого значения
КПД усилитель класса А в основном используется как маломощный
предварительный усилитель. Режимы классов АВ, В и С реализуются
в единой схеме, изображенной на рис. 1.1а. На этом рисунке введены
обозначения: E – напряжение питания, I0 – постоянная составляющая
тока активного элемента.
Благодаря высокой добротности выходной цепи напряжение на вы-
ходе активного элемента в таких режимах имеет гармоническую форму
(рис. 1.1б). При этом активный элемент работает с отсечкой тока. Угол
отсечки тока θ, соответственно, равен: для класса AB θ = (90–180)°
(рис. 1.1в), для класса B θ = 90° (рис. 1.1г) и для класса C θ < 90° (рис. 1.1д)
[1.1–1.3]. Широкое применение таких режимов в УМ обусловлено
возможностью получения значительной выходной мощности при
сравнительно высоком КПД, отсутствием принципиальных частотных
ограничений, простотой расчета, изготовления и регулировки. Выбор
того или иного из этих режимов связан с тем, что при уменьшении угла
отсечки КПД увеличивается, а выходная мощность и коэффициент
усиления падает. Поэтому на практике режимы с углом отсечки менее 60° используются редко. В результате выбор угла отсечки должен быть
компромиссом между КПД, мощностью и коэффициентом усиления.
Режимы классов D, E, F, F–1 относятся к высокоэффективным. Форма
напряжения на выходе активного элемента в таких режимах отличается от
гармонической, вследствие чего при угле отсечки, близком к 90°, удается
значительно уменьшить потери мощности на активном элементе. Как
известно, среднее значение мощности потерь, рассеиваемой за период
колебаний, равно
В случае, если АЭ работает в ключевом режиме с нахождением
в части периода в состоянии отсечки (при минимальном протекающем
токе), а в другой части периода – в насыщении (при минимальном на-
пряжении), то потери на нем минимальны и электронный КПД стре-
мится к 100%.
В режиме класса D ключевые УМ имеют прямоугольную форму то-
ка и напряжения на выходе активного элемента [1.1], поэтому потери
мощности на АЭ малы. Однако вследствие того, что сдвиг фаз между
токами и напряжениями высших гармоник в таком режиме равен ну-
лю, на высших гармониках рассеивается значительная мощность, со-
ставляющая (при угле отсечки 90°) 18,8% от всей выходной мощности.
Поэтому КПД по 1-й гармонике в данном случае не превышает 81,2%.
Режим класса D может быть реализован, например, в однотактном
ключевом усилителе мощности с резистивной нагрузкой [1.4–1.6].
Схема усилителя класса D показана на рис. 1.2а. В этой схеме цепь на-
грузки состоит из двух фильтров – фильтра низких частот (ФНЧ) или
полосового, пропускающего 1-ю гармонику в основную нагрузку Rн, и
фильтра высоких частот (ФВЧ), отводящего высшие гармоники в бал-
ластную нагрузку RБ. Вследствие активного характера сопротивления
цепи нагрузки на всех гармониках при достаточно большой амплитуде
входного сигнала напряжение uк(t) и ток транзистора iк(t) имеют форму
меандра, как показано на рис. 1.2б.
В усилителях мощности класса D включение транзисторов проис-
ходит при ненулевом напряжении на них, и из-за перезаряда выходных
емкостей транзисторов возникают коммутативные потери, величина
которых пропорциональна рабочей частоте. Анализ динамических ха-
рактеристик современных транзисторов показывает, что реализация клю-
чевого режима класса D ограничена относительно низкими частотами.
К недостаткам УМ класса D помимо усложненной выходной цепи и
значительной мощности, рассеиваемой в балластном сопротивлении,
можно отнести низкий коэффициент усиления при гармонической фор-
ме входного сигнала. Это обусловлено тем, что близкий к прямоуголь-
ному импульс тока можно получить только за счет увеличения области
насыщения. Последнее возможно только при значительном увеличении
амплитуды входного сигнала.
Более высокочастотными свойствами обладают усилители класса Е,
в которых при определенной форме выходного сигнала удается избежать
коммутативных потерь. Чтобы исключить потери мощности в момент
включения активного элемента τв, значения элементов выходной цепи
подбираются таким образом, чтобы выполнялись условия [1.4; 1.7; 1.8]:
uк(τв) = 0;
duк(τв)/dt = 0. (1.1)
Режим класса Е реализуется, например, в однотактных ключевых
усилителях мощности с последовательным формирующим контуром
(ФК) и параллельным ФК, схемы которых изображены на рис.1.3а и 1.3б
соответственно.
Для выполнения условий (1.1) в цепь нагрузки на основной частоте
вводится реактивная расстройка. Необходимый для достижения мак-
симального КПД фазовый угол расстройки может составлять 35°…45°
[1.4; 1.9; 1.10]. Такая значительная расстройка нагрузки на основной
частоте уменьшает на 2…4 дБ коэффициент усиления УМ по сравнению
с усилителем класса В. Импеданс нагрузки на высших гармониках при
этом носит чисто реактивный емкостной характер. Вследствие этого
фазовый сдвиг между гармониками тока и напряжения составляет 90° и
мощность на них не рассеивается [1.3]. КПД по 1-й гармонике усилителя
мощности класса Е равен электронному КПД и близок к 100%.
Формы напряжения и тока в усилителях мощности с формирующим
контуром почти одинаковы и показаны на рис.1.3в. Их характерной осо-
бенностью является повышенное значение пик-фактора коллекторного
напряжения Πu = uк макс /E и коллекторного тока Πi = iк макс/I0. Вследствие
этого, при полном использовании транзистора по напряжению прихо-
дится снижать напряжение питания усилителя, что приводит к умень-
шению выходной мощности.
С увеличением рабочей частоты для поддержания оптимального ре-
жима в соответствии с условиями (1.1) при неизменных напряжении питания и выходной мощности приходится уменьшать значения элементов
формирующего контура. Рабочая частота усилителя мощности класса Е
достигает максимального значения, если в качестве емкости формирую-
щего контура используется выходная емкость активного элемента. В этом
случае, для реализации ключевого режима класса Е нагруженная доброт-
ность активного элемента q = ωСвыхRн ограничена неравенством [1.4]:
q < 2,4, (1.2)
где ω – рабочая частота; Свых – выходная емкость активного элемента; Rн′ –
сопротивление нагрузки на рабочей частоте, подключенное к выходу АЭ.
При использовании современной элементной базы режим класса Е
может быть реализован вплоть до частот, составляющих единицы гига-
герц [1.11; 1.12].
Режим класса F характеризуется прямоугольными формами напря-
жения и полукосинусоидальными формами тока на выходе активного
элемента. Для дуального ему класса F–1 характерны полукосинусоидаль-
ная форма напряжения и прямоугольная форма тока [1.1]. Такие формы
тока и напряжения позволяют минимизировать потери мощности на
активном элементе. При угле отсечки, равном 90°, содержащиеся в токе
высшие гармоники отсутствуют в напряжении, и рассеивание мощности
на этих гармониках в отличие от класса D не происходит. В связи с этим
КПД усилителя мощности по 1-й гармонике η равен электронному КПД
ηэ и стремится к 100%.
Режим класса F и режим класса F–1 можно реализовать в двухтакт-
ных инверторах с фильтровой нагрузкой: последовательном (рис. 1.4) и
параллельном (рис. 1.5).
Несмотря на то что исследованию двухтактных инверторов посвя-
щено большое количество работ [1.4; 1.6; 1.13–1.16] и существует много
вариантов построения таких схем, различающихся типом и способом
включения транзисторов, числом источников питания и конструкцией
фильтров, все они могут быть сведены к приведенным двум [1.4].
Основной недостаток двухтактных ключевых усилителей мощности
связан с тем, что при практической реализации трудно обеспечить дли-
тельность включенного состояния каждого из транзисторов, равную
половине периода колебаний. Из-за этого возникают такие промежут-
ки времени, когда транзисторы одновременно открыты или закрыты,
что приводит либо к выбросам выходного напряжения и лавинному
пробою, либо возникновению сквозных токов существенно снижаю-
щих КПД усилителя мощности, ухудшающих тепловой режим тран-
зисторов и в результате ведущих к тепловому пробою транзисторов.
Так же как и для УМ класса Е, недостатком двухтактных усилителей
мощности является критичность к амплитуде входного сигнала. Для
двухтактного инвертора с последовательным контуром, включение транзисторов в котором происходит при напряжениях равных напряжению
питания (рис. 1.4б), характерен рост коммутативных потерь при повы-
шении рабочей частоты. В схеме инвертора с параллельным контуром
транзисторы включаются при нулевом напряжении на них (рис. 1.5б) и
коммутативных потерь нет. Однако выходные емкости приводят к от-
клонению формы импульсов выходного тока от меандра, росту его пик-
фактора и увеличению потерь на активных участках работы.
Указанные недостатки в некоторой степени устранены в однотактных
инверторах, в которых при определенных условиях могут быть реализова-
ны такие же формы выходных колебаний, как и в двухтактных инверторах
с фильтровой нагрузкой. Эти условия состоят в необходимости обеспе-
чения малого (в идеале нулевого) значения импеданса цепи нагрузки
транзистора на четных гармониках рабочей частоты и высокого (в идеале
бесконечного) значения – на нечетных гармониках. Для получения им-
педанса нагрузки с такими характеристиками Рааб (F.H. Raab) предложил
использовать четвертьволновой отрезок линии передачи [1.17], включен-
ный между выходом транзистора и сопротивлением нагрузки. При этом
по высшим гармоникам четвертьволновой отрезок закорочен емкостью
конденсатора фильтрующего параллельного контура (рис. 1.6б). Анало-
гичный режим работы транзистора реализуется также при подключении
четвертьволнового отрезка линии параллельно транзистору согласно
схеме (рис. 1.6б), исследованной в работах [1.18; 1.19].
В работе [1.20] рассмотрен однотактный аналог двухтактного ин-
вертора с параллельной нагрузкой, в которой реализуется инверсный
класс F–1. Его схема представлена на рис.1.7 и, в отличие от схемы Рааба,
четвертьволновой отрезок линии передачи подключен к нагрузке через
последовательный контур. В этом случае четвертьволновый отрезок
линии оказывается разомкнутым со стороны нагрузки на высших гар-
мониках рабочей частоты и обеспечивает на выходе транзистора высокое
значение импеданса на четных гармониках и низкое − на нечетных.
Подробная история создания и развития усилительной техники клас-
са F и класса F–1 описана в [1.38].